Correção de erro térmico para resistores shunt de corrente de lâmpada UV

Correção de erro térmico para resistores shunt de corrente de lâmpada UV

Sumário

Toda fonte de luz UV depende de um circuito de corrente constante, e esse circuito regula de acordo com o valor reportado pelo seu shunt. Um shunt fica em um gabinete aquecido, conduz dezenas de amperes e se aquece, portanto sua resistência varia com a temperatura ambiente e com a carga. Este artigo aborda a resistência, o autoaquecimento, o erro e os cálculos de correção, quatro modos de falha em campo, o método de compensação NTC que atinge 0.003% e o filtro de detecção que não deve introduzir erro próprio.

1. Introdução

Toda fonte de luz UV, seja um conjunto de LEDs ou uma lâmpada de arco de mercúrio, depende de um circuito de corrente constante para manter sua emissão óptica. O circuito não é melhor do que seu sensor de corrente, e o sensor principal é um resistor shunt de baixo valor que suporta toda a corrente de carga.

Numa linha de cura, o shunt fica dentro de um gabinete aquecido, transporta dezenas de amperes e dissipa watts em seu próprio corpo. Sua resistência então varia por dois motivos simultaneamente: a temperatura ambiente do gabinete e o autoaquecimento na parte superior.

Um shunt com coeficiente de temperatura de 50 ppm/°C, operando a 34 K acima de sua temperatura de calibração, registra uma corrente que difere em 0.17% do valor calibrado. Esse erro se reflete diretamente na dose de UV fornecida.

Este artigo descreve a cadeia de erros, os quatro modos de falha em campo, as correções de hardware e firmware e o filtro de caminho de detecção que mantém uma frequência de corte fixa em toda a faixa de temperatura.

2. Mecanismo Central

2.1 Resistência à temperatura

O shunt converte corrente em tensão através de uma resistência que se move com sua própria temperatura.

R(T) = R_0 · (1 + α · ΔT)

onde R(T) é a resistência na temperatura de operação, R_0 é o valor calibrado a 25 °C, α é o coeficiente de temperatura da resistência e ΔT é o aumento acima da temperatura de calibração. A 50 ppm/°C, um aumento de 34 K adiciona 1700 ppm, ou 0.17%, ao valor detectado.

2.2 Autoaquecimento a plena carga

O shunt aquece-se em proporção ao quadrado da corrente de carga e à resistência térmica de sua montagem.

ΔT_self = I² · R_0 · R_th

onde ΔT_self é o aumento de temperatura devido ao autoaquecimento, I é a corrente de carga, R_0 é a resistência de derivação e R_th é a resistência térmica do elemento para o ambiente. Uma derivação de 0.25 mΩ a 40 A dissipa 0.4 W; a 10 K/W, isso representa um aumento de 4 K, e a 20 K/W, dobra para 8 K.

2.3 Erro total e sua correção

Os dois termos de temperatura se somam e ambos representam a mesma resistência.

δI / I = α · (ΔT_amb + ΔT_self)

onde δI/I é o erro de corrente relativo, α é o coeficiente de temperatura, ΔT_amb é o aumento da temperatura ambiente no ponto de derivação e ΔT_self é o aumento do aquecimento próprio de acordo com a Seção 2.2. Com um aumento de 30 K na temperatura ambiente, 4 K de aquecimento próprio e 50 ppm/°C, a leitura é 0.17% maior. O mesmo termo de erro pode ser corrigido no firmware assim que a temperatura da derivação for conhecida.

I_true = I_reported / (1 + α · (T_meas − T_cal))

onde I_true é a corrente corrigida, I_reported é a leitura bruta, T_meas é a temperatura do shunt medida e T_cal é a temperatura de calibração. O erro residual é então igual à precisão do NTC multiplicada por α: a ±0.5 °C e 50 ppm/°C, isso é 0.003%.

2.4 O canto do filtro sensorial

A tensão de derivação é de apenas 50 a 100 mV com corrente máxima, portanto, é necessário um filtro passa-baixa nos terminais antes do amplificador.

f_c = 1 / (2 π · R_f · C_f)

onde f_c é a frequência de corte do filtro, R_f é a resistência em série do filtro e C_f é a capacitância do filtro. Um resistor de 1 kΩ e um capacitor de 100 nF posicionam a frequência de corte em 1.6 kHz, o que rejeita a ondulação de comutação. Um capacitor de Classe II desloca essa frequência de corte com a polarização e a temperatura; um componente de Classe I a mantém, de modo que o filtro não adiciona nenhum termo de erro próprio.

Figura 1 — O erro de derivação é linear com o aumento da temperatura, portanto, um aumento total de 34 K custa 0.17% a 50 ppm/°C e 0.05% em manganina.

3. Pontos problemáticos de engenharia

Problema 1: Erro de autoaquecimento com corrente elevada

O shunt é escolhido por suas baixas perdas e, em potência UV máxima, o termo de autoaquecimento I² · R_0 · R_th torna-se dominante. Um shunt de 40 A e 0.5 mΩ com 20 K/W dissipa 0.8 W e opera a 16 K de temperatura; a 50 ppm/°C, isso representa um erro de 0.08%, que aumenta com o quadrado da corrente de carga.

Problema 2: Variação da temperatura ambiente durante um turno

A temperatura do gabinete aumenta de 10 a 25 °C entre a partida a frio e o estado estacionário. Um shunt não compensado a 50 ppm/°C apresenta uma corrente que varia de 0.05 a 0.125%, o suficiente para deslocar a dose de UV para fora da faixa ideal de processo para revestimentos sensíveis e para produzir faixas de brilho em longas tiragens.

Problema 3: Corrupção por ruído no caminho de detecção

Um sinal de detecção de 50–100 mV fica imerso em ruído de comutação e oscilação de terra. Sem um capacitor de filtro montado em paralelo, o amplificador apresenta uma ondulação de 10 mV, um erro aparente de 10–20%, e o circuito modula a corrente da lâmpada na frequência de comutação. O resultado é a formação de faixas visíveis no substrato curado.

Ponto Crítico 4: Envelhecimento e propagação da tolerância

Os shunts envelhecem sob potência contínua e sofrem uma deriva de 0.1 a 0.5% ao longo de sua vida útil, portanto, um circuito calibrado quando a máquina era nova não estará mais na corrente calibrada após 10,000 horas. Uma peça de reposição de um lote diferente possui um TCR diferente, e os dados de calibração antigos não são mais válidos.

4. Etapas de projeto

Estratégia 1: Caracterizar primeiro o ambiente térmico

Meça a temperatura do shunt na partida a frio e novamente após duas horas em plena potência dentro da caixa de produção. Essa diferença representa a faixa que a compensação deve cobrir e determina se a compensação é necessária. O mesmo teste se aplica a todos os componentes. resistor de amostragem no fornecimento, incluindo a corrente divisora.

Estratégia 2: Escolha um material com baixo TCR e uma geometria com baixo R_th

Especificar manganina ou uma liga equivalente com teor de 15 ppm/°C ou melhor e resistência térmica inferior a 10 K/W. A escolha do material é a solução de maior impacto, pois reduz simultaneamente o fator de aquecimento ambiente e o fator de autoaquecimento.

Estratégia 3: Compensar no firmware

Monte um NTC a 5 mm do shunt, calibre α e T_cal por unidade no teste de produção e aplique a correção no controlador. O erro residual cai para a precisão do NTC, cerca de 0.003% a ±0.5 °C. Quando o isolamento galvânico também for necessário, uma bobina de Rogowski substitui o shunt no caminho de detecção.

Estratégia 4: Filtrar o caminho de detecção com capacitores de Classe I

Coloque o filtro passa-baixa com N4700 (T3M) Capacitores Classe I diretamente nos terminais de derivação, com tanδ igual ou inferior a 0.1% e ±30 ppm/°C. A frequência de corte permanece então em 1.6 kHz em toda a faixa de temperatura do gabinete, e o filtro não contribui com nenhum erro dependente da temperatura.

Estratégia 5: Adicionar autocalibração periódica

Durante os períodos em que a lâmpada está desligada, curto-circuite o shunt com um FET e meça o offset residual. Em seguida, injete uma corrente de referência conhecida e meça o ganho. Armazene ambas as correções em memória não volátil e revalide o circuito a cada turno de trabalho.

Estratégia 6: Verificar toda a cadeia dentro do loop

Feche o circuito e meça a ondulação da corrente fornecida e a dose de −10 °C a +70 °C. Aceite o projeto somente quando a corrente se mantiver dentro de ±0.5% do valor alvo em toda a faixa. Os locais de divisor e de descarga na mesma fonte de alimentação utilizam um resistor de filme espesso com suas próprias especificações térmicas.

Parâmetro do componente	Valor típico	Condição de teste
Potência nominal (série HVR)	50 W a 70 °C	Carcaça de alumínio, ar livre
Valor de resistência	10 kΩ ±5%	25 °C de referência
Tensão de trabalho	10 kV CA/CC	contínuo
resistência ao pulso	30 kV em 10 µs	10 pulsos
Coeficiente de temperatura (resistivo)	±50 ppm/°C	-55°C a +155°C
resistência de isolamento	acima de 1 GΩ a 1000 V CC	distância mínima de rastejamento 25 mm
Capacidade de corrente de surto	100 A a 1 ms	fio enrolado não indutivo

5. Capacitores HVC para o caminho de detecção

O circuito de detecção precisa de um filtro cujo canto não se mova, e os pontos de alta tensão na mesma placa precisam de um capacitor que não se deteriore. A HVC fabrica componentes N4700 para ambas as aplicações.

Seis parâmetros que importam aqui.

• O titanato de estrôncio N4700 (T3M) com ±30 ppm/°C mantém a frequência de corte do filtro de detecção em 1.6 kHz em toda a faixa de temperatura do gabinete, portanto o filtro não adiciona erro à medição.
• Um valor de tanδ igual ou inferior a 0.1% a 1 kHz não adiciona perdas ou aquecimento mensuráveis ​​a um circuito de detecção de nível milivolt.
• As classificações de 1 kV a 100 kV abrangem o filtro de detecção de baixa tensão e o reator da lâmpada de uma família qualificada, incluindo HVCT8G e carrocerias do tipo 441.
• Uma PD abaixo de 5 pC a 1.2× a tensão nominal impede que o filtro de alta tensão e os pontos de acoplamento corroam e corrompam as tensões de referência compartilhadas na placa.
• A disciplina de produção de Classe I mantém a capacitância dentro de uma tolerância rigorosa, de modo que o comportamento do filtro se repete de placa para placa sem necessidade de ajuste individual por unidade.
• Validação em campo: um capacitor de parafuso HVC 40 kV / 441 substituiu uma peça de marca líder em programas de serviço de campo de alta tensão, e a mesma construção corresponde aos parâmetros elétricos de Vishay Gama de cabos radiais HVCC e KEMET.

Entrega e suporte

As peças padrão são enviadas em 4 a 8 semanas e os conjuntos combinados em 6 a 10 semanas. A equipe de engenharia de aplicações da HVC analisa o caminho do sensor, a classificação do shunt e o ambiente térmico do gabinete.

Envie a especificação do shunt, a corrente de carga, o perfil térmico do gabinete e a tolerância à dose. A HVC retorna uma análise do caminho de detecção com valores de filtro Classe I, orientações para posicionamento do NTC e dados de estabilidade do filtro medidos, além de amostras em duas semanas.

6. Perguntas frequentes

Q1: Qual é a magnitude do erro de derivação em um gabinete real?

Aproximadamente 0.17% para um shunt de 0.25 mΩ a 40 A com um TCR de 50 ppm/°C, 30 K de aumento de temperatura ambiente e 4 K de autoaquecimento. O termo de autoaquecimento é de 4 K a 10 K/W e dobra se a resistência térmica de montagem dobrar.

Q2: O que é melhor, manganina ou compensação de firmware?

Ambos. A manganina a 15 ppm/°C reduz todos os termos de erro, e a compensação do firmware remove o que resta e também corrige o envelhecimento entre as calibrações. O material define o limite mínimo, e o firmware mantém o circuito dentro desse limite.

P3: Qual a precisão da compensação de firmware?

Tão preciso quanto o NTC e o coeficiente armazenado. A ±0.5 °C e 50 ppm/°C, o resíduo é de cerca de 0.003%, pequeno comparado aos 0.17% removidos. A calibração de α por unidade no teste de produção é mais importante do que a qualidade do sensor.

Q4: Por que o filtro de detecção precisa de um capacitor de Classe I?

Como a frequência de corte depende da capacitância, um componente de Classe II varia com a polarização e a temperatura, fazendo com que a frequência de corte se altere e a ondulação de comutação chegue ao amplificador. Um componente de Classe I, com uma variação de ±30 ppm/°C, mantém a frequência em 1.6 kHz.

Q5: Quanta ondulação o caminho do sensor pode tolerar?

O nível de detecção é de 50 a 100 mV, portanto, 10 mV de ondulação não filtrada representam um erro aparente de 10 a 20%. Filtre nos terminais de derivação e mantenha o resistor de filtro e o retorno do capacitor na mesma referência de terra do amplificador.

Q6: Como o loop corrigido é verificado?

Feche o circuito e registre a corrente fornecida de −10 °C a +70 °C, com a dose medida simultaneamente. Aceite o projeto somente quando a corrente se mantiver dentro de ±0.5% do valor alvo em toda a faixa de temperatura.

7. Referências

1. E. Kuffel, WS Zaengl, J. Kuffel, Fundamentos de Engenharia de Alta Tensão, 2ª ed., Newnes, 2000.
2. N. Mohan, TM Undeland, WP Robbins, Eletrônica de Potência: Conversores, Aplicações e Projeto, 3ª ed., Wiley, 2003.
3. Aviso MIL-HDBK-217F 2, Previsão da confiabilidade de equipamentos eletrônicos 1995.
4. IEC 60384-1:2018, Capacitores fixos para uso em equipamentos eletrônicos — Parte 1: Especificação genérica.
5. A. Mariscotti e L. Vaccaro, Bobina de Rogowski para aplicações de alta tensão, em 2008 IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference, pp. 1069-1073, 2008. https://doi.org/10.1109/imtc.2008.4547197.
6. H. Nakao, Y. Yonezawa, T. Sugawara, Y. Nakashima e F. Kurokawa, Método de avaliação online da degradação de capacitores eletrolíticos para previsão de falhas em fontes de alimentação chaveadas controladas digitalmente., IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 3, pp. 2552-2558, 2018. https://doi.org/10.1109/tpel.2017.2691048.
7. Manual de Aplicação do IGBT da Fuji, Capítulo 5 — Projeto do Circuito de Proteção (REH984), Fuji Electric, REH984, https://www.fujielectric.com/device/semi/technical/application/pdf/REH984/REH984_05.pdf .
8. GB/T 6346.1-2024, 电子设备用固定电容器 第1部分：总规范 (Capacitores fixos para uso em equipamentos eletrônicos – Parte 1: Especificação genérica). Pequim: 国家市场监督管理总局, 2024.
9. MIL-PRF-49470D, Capacitor fixo, dielétrico cerâmico, fonte de alimentação comutada (uso geral e temperatura estável), confiabilidade padrão e alta confiabilidade, especificação geral paraWashington, DC: Departamento de Defesa dos EUA, 2017.
10. Equipe de Engenharia de Aplicações HVC, Capacitor Cerâmico De Alta Tensão Recursos técnicos, https://www.hv-caps.com