Suprimentos para laser: Controle digital de corrente e ondulação

Suprimentos para laser: Controle digital de corrente e ondulação

Sumário

As barras de diodos de bombeamento a 976 nm precisam de uma regulação de corrente de ±0.1% a ±0.5% para manter o comprimento de onda dentro de ±0.1 nm, e um erro de 0.3% custa de 1.5% a 3% da absorção do bombeamento. O controle digital define o laço de controle, e a cadeia de sensoriamento define o limite inferior. Este artigo aborda o orçamento de erro de sensoriamento, a equação de supressão de ondulação, os quatro caminhos de falha e as escolhas de resistores e capacitores que atingem ±0.1%.

1. Introdução

Fontes de bombeamento construídas com barras de diodos de 976 nm precisam de regulação de corrente entre ±0.1% e ±0.5% para manter o comprimento de onda dentro de ±0.1 nm. As barras operam com correntes de 20 A a 80 A cada.

Um erro de corrente de 0.3% desloca o comprimento de onda em cerca de 0.06 nm e representa uma perda de 1.5% a 3% na absorção da bomba na fibra dopada com itérbio. Em um laser de 10 kW a 30 kW, que corresponde a uma potência de saída de 150 W a 900 W, esse erro se reflete na velocidade de corte e na qualidade da solda.

O controle digital oferece compensação programável, perfilamento adaptativo e diagnóstico. Sua precisão ainda depende do sinal de detecção, portanto, a tolerância do resistor, seu coeficiente de temperatura, sua indutância parasita e o capacitor de filtro definem o limite.

Este artigo aborda a cadeia de sensores, a equação de ondulação de saída, os quatro caminhos de falha e as regras dos componentes que atingem ±0.1%.

2. Mecanismo Central

2.1 Cadeia de detecção e resolução

O resistor de detecção transforma a corrente de carga em uma tensão que o conversor pode ler:

V_sense = I_load × R_sense

onde V_sense é a tensão de detecção, I_load a corrente de carga e R_sense a resistência de detecção. Com 30 A em 5 mΩ, o sinal é de 150 mV.

Um conversor de 16 bits com uma escala completa de 250 mV resolve:

ΔI_min = V_FS / (2^16 × R_sense)

onde ΔI_min é a resolução de corrente, V_FS a tensão de escala completa do ADC e R_sense a resistência de detecção. O resultado é 763 µA, ou 0.0025% da escala completa de 30 A, o que deixa margem para uma meta de ±0.1%.

2.2 Orçamento de erro de detecção

Três termos definem o erro total, e eles se somam em quadratura:

ΔI_total = √[(ΔR/R)² + (α × ΔT)² + (L_parasitic × di/dt / R_sense)²]

onde ΔR/R é a tolerância inicial, α o coeficiente de temperatura da resistência, ΔT a elevação de temperatura, L_parasitic a indutância parasita do resistor e di/dt a inclinação da corrente em cada borda de comutação.

Um componente de filme espesso com tolerância de ±0.5%, ±50 ppm/°C, aumento de temperatura de 30 °C e indutância de 2 nH, operando a 3 A/µs, contribui com 0.5%, 0.15% e 1.2%, respectivamente. O termo indutivo é dominante, tornando um resistor de filme espesso padrão inutilizável com essa precisão.

2.3 Ondulação de saída após o banco de capacitores

A ondulação que chega às barras do diodo tem duas partes, uma através da ESR (resistência série equivalente) e outra através da capacitância:

V_ripple = I_ripple × ESR + I_ripple / (8 × f_sw × C_out)

onde V_ripple é a tensão de ondulação de saída, I_ripple a corrente de ondulação, ESR a resistência em série equivalente do banco, f_sw a frequência de comutação e C_out a capacitância do banco.

Uma corrente de acionamento de 30 A, mantida em 0.5%, permite uma tensão de 15 mV em uma carga de diodo de 0.1 Ω. Com uma corrente de ondulação de 4 A, a ESR (resistência série equivalente) deve permanecer abaixo de 3.75 mΩ e a capacitância acima de 16.7 µF. Um banco de diodos de alumínio com resistência entre 30 e 100 mΩ não consegue atingir o valor de ESR desejado em qualquer tamanho prático, enquanto um conjunto de diodos cerâmicos consegue.

2.4 Filtro de realimentação e largura de banda do loop

O capacitor em paralelo com o resistor de detecção forma um filtro passa-baixas com o resistor:

f_c = 1 / (2π × R_sense × C_sense)

onde f_c é a frequência de corte do filtro, R_sense a resistência de detecção e C_sense a capacitância do filtro. Com 5 mΩ e 100 nF, a frequência de corte é de 318 kHz, o que atenua o ruído de comutação em 20 dB a 1 MHz e permite a passagem de uma largura de banda de controle de 20 kHz com menos de 0.5 dB de perda.

O próprio compensador digital geralmente assume uma forma proporcional-integral-derivativa:

G(z) = K_p × (1 + K_i / (z − 1) + K_d × (z − 1) / z)

onde G(z) é a função de transferência discreta, K_p o ganho proporcional, K_i o ganho integral, K_d o ganho derivativo e z a variável de frequência discreta. A largura de banda do laço é definida próxima a um décimo da frequência de comutação para uma margem de fase acima de 45°.

Figura 1 — A indutância parasita contribui com 1.2 do erro total de 1.31 a 30 A, portanto, um resistor de quatro terminais é o primeiro passo para atingir uma meta de regulação de ±0.1%.

3. Pontos problemáticos de engenharia

Problema 1: Indutância parasita no resistor de detecção

Um resistor de película espessa com terminações envolventes apresenta uma indutância de 2 a 5 nH. A 200 kHz com uma inclinação de 3 A/µs, essa indutância adiciona de 6 a 15 mV nos terminais de detecção, o que o conversor lê como uma corrente de 1.2 A a 3.0 A. O erro acompanha a frequência de comutação e a inclinação, portanto, a calibração em um ponto de operação não o elimina.

Problema 2: Deriva térmica no resistor de detecção

Um resistor de 5 mΩ a 30 A dissipa 4.5 W. Em um módulo com ar interno a 50 °C, o corpo atinge de 95 °C a 110 °C, o que desloca uma componente de 50 ppm/°C em 0.2% a 0.3%. O ponto de ajuste então varia com o ciclo de trabalho, e o comprimento de onda do laser o acompanha através de um longo corte.

Problema 3: Absorção dielétrica que retarda a acomodação

Uma transição de 5 A em standby para 30 A em potência máxima exige que o capacitor de realimentação se estabilize dentro do tempo de resposta do circuito. Um componente X7R com absorção dielétrica de 1% a 2% deixa uma cauda de 1 a 3 mV no resistor de detecção após o transiente principal, e essa cauda dura de 100 a 500 µs e se transforma em uma sobrecorrente no diodo.

Problema 4: Acoplamento do ruído do capacitor de saída no caminho de detecção.

Um banco de capacitores eletrolíticos de 50 mΩ conduzindo 4 A gera 200 mV pico a pico, o que corresponde a 133% do sinal de detecção de 150 mV. Esse ruído chega à entrada do conversor através do plano de terra, satura-o e força a filtragem analógica, que adiciona defasagem de fase e reduz a largura de banda do circuito.

4. Etapas de projeto

Estratégia 1: Especificar um resistor de detecção de quatro terminais

Use um dispositivo conectado à temperatura Kelvin. resistor de amostragem com ESL abaixo de 0.5 nH. O layout de quatro terminais separa o caminho da corrente do caminho de detecção, de modo que o termo indutivo cai para 1.5 mV a 3 A/µs, o que corresponde a 0.3 A de corrente aparente, estando dentro da meta de precisão.

Estratégia 2: Remova o calor do resistor de detecção

Monte o resistor em uma área de contato de cobre dedicada com uma matriz de vias em um plano interno e dimensione-o para três vezes a potência dissipada, ou seja, 15 W de potência nominal para 4.5 W de perda. Mantenha a elevação de temperatura abaixo de 15 °C e, com uma variação de 15 ppm/°C, a deriva será de apenas 0.0225%, o que é insignificante em relação ao total.

Estratégia 3: Filtrar o nó de feedback com um capacitor de Classe I

Encaixe um N4700 Capacitor com absorção dielétrica inferior a 0.05% no resistor de detecção. Com um sinal de detecção de 50 mV, o erro de absorção permanece abaixo de 25 µV, em comparação com 500 µV a 1 mV para um componente X7R, de modo que o circuito se estabiliza em cerca de 10 µs sem sobreimpulso no diodo.

Estratégia 4: Manter a ESR do banco de saída abaixo de 3.75 mΩ

Construa o banco de saída com capacitores Classe I com ESR abaixo de 3 mΩ e tolerância de ±5%. Oito componentes de 2.2 µF totalizam 17.6 µF com uma ESR combinada de 0.375 mΩ, o que mantém a ondulação de saída abaixo de 8 mV, ou 0.27% a 30 A. Onde o barramento opera acima de 100 V, adicione resistores de classificação Assim, os elementos em série dividem a tensão uniformemente.

Estratégia 5: Sobreamostrar e proteger a entrada do ADC

A amostragem deve ser feita a dez vezes a taxa de comutação, que é de 2 MHz para um conversor de 200 kHz, e a média deve ser calculada a partir de 16 pontos. A sobreamostragem por 16 reduz o ruído de fundo em 4 vezes e adiciona 12 dB de relação sinal-ruído, resultando em uma leitura efetiva de 18 bits e resolução de 0.19 mA. O par de sinal de detecção deve ser roteado como um par Kelvin diferencial dentro de um anel de guarda acionado, e 10 nF de capacitância Classe I devem ser adicionados aos pinos de entrada do conversor para o último estágio de filtragem de modo comum.

Parâmetro do componente	Valor típico	Condição de teste
Tensão nominal (série HVCT8G)	10 kV CC	alta potência 1.5× por 60 s
Capacidade	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V rms
ESR a 1 MHz	abaixo de 50 mΩ	-
Indutância do laço (corda E40)	abaixo de 8 nH	Espaçamento entre terminais de 40 mm
resistência de isolamento	acima de 10 GΩ a 500 V CC	25 °C, 60% UR
Faixa de temperatura	-40°C a +125°C	Série IEC 60068-2
Capacidade de dv/dt de pulso	acima de 50 kV/µs	na tensão nominal

5. Capacitores HVC para controle preciso de corrente

Três requisitos norteiam a escolha neste nó: um capacitor com absorção dielétrica praticamente nula no caminho de realimentação, um banco de saída com ESR suficientemente baixo para suportar uma ondulação de 0.5% e uma capacitância que não varie com a temperatura. A HVC fabrica componentes N4700 (T3M) Classe I para esse conjunto em uma fábrica própria de 6,000 m² em Dongguan, para tensões de 1 kV a 100 kV.

Seis parâmetros que importam aqui.

• Absorção dielétrica abaixo de 0.05%, em comparação com 1% a 2% para um componente de Classe 2, o que elimina a cauda de estabilização que termina em uma sobrecorrente no diodo.
• A resistência em série equivalente (ESR) é inferior a 3 mΩ com uma tolerância de ±5%, de modo que um arranjo paralelo atinge uma ESR combinada de 0.5 mΩ e mantém a ondulação de saída abaixo de 8 mV a 30 A.
• Um coeficiente de temperatura próximo de ±30 ppm/°C mantém o produto RC do filtro de realimentação dentro de 0.35% de −55 °C a +125 °C, o que mantém o ganho de malha e a margem de fase estáveis.
• tan δ igual ou inferior a 0.1%, portanto o capacitor de realimentação não adiciona autoaquecimento nem ruído próprio à entrada do conversor.
• A capacitância permanece dentro de 2% após 50,000 horas a 85 °C, em comparação com a perda de 30% a 40% apresentada por um capacitor eletrolítico, de modo que os parâmetros do circuito se mantêm ao longo de uma vida útil de 10 anos.
• Componentes de parafuso de 40 kV foram qualificados como substitutos diretos para capacitores de parafuso Murata japoneses em programas de reparo de fontes de luz para litografia e especificados em novos projetos de fontes de luz DUV.

Discos de chumbo radial, terminais de parafuso e capacitores maçaneta Abrangem a faixa de 1 kV a 150 kV. As peças HVC correspondem aos parâmetros de Vishay HVCC, KEMET com eletrodos radiais, Murata DHS/DHR e TDK UHV/FHV. A capacitor de filme Adequado para um driver robusto onde o espaço na placa permite um corpo maior.

Entrega e suporte

As peças padrão são enviadas em 4 a 8 semanas e os conjuntos de filtros combinados em 6 a 10 semanas. A engenharia de aplicações da HVC oferece suporte à simulação do circuito de corrente, seleção do resistor de detecção, combinação de capacitores para o banco de saída e análise de ruído do caminho de realimentação.

Envie a corrente de carga, a meta de regulação, a frequência de comutação, a resistência de detecção e a tensão do barramento. A HVC retorna uma recomendação de capacitor com dados de ESR e absorção dielétrica, uma sugestão de resistor de detecção e um kit de avaliação com duas amostras em até cinco dias úteis.

6. Perguntas frequentes

Q1: Qual a precisão que um conversor de 16 bits pode alcançar com um resistor de 5 mΩ?

Resolução de 763 µA com uma carga de 30 A, o que corresponde a 0.0025% da escala completa, a partir de ΔI_min = V_FS / (2^16 × R_sense) com uma entrada de escala completa de 250 mV. O conversor não é o fator limitante; os efeitos parasitas do resistor de sensoriamento e sua deriva térmica são.

Q2: Qual termo de erro domina a cadeia de sentido?

A indutância parasita representa 1.2% do total de 1.31% para um componente de 2 nH a 3 A/µs. A tolerância inicial contribui com 0.5% e um aumento de 30 °C a 50 ppm/°C contribui com 0.15%. Um resistor de quatro terminais com indutância inferior a 0.5 nH reduz esse termo principal para 0.3 A de corrente aparente.

Q3: Por que a absorção dielétrica é importante no capacitor de realimentação?

Porque deixa uma cauda de tensão após um ajuste de ponto de ajuste. Um componente de Classe 2 com 1% a 2% de absorção mantém de 1 a 3 mV no resistor de detecção por 100 a 500 µs, o que o circuito lê como corrente e transforma em uma sobretensão. Um dielétrico de Classe I com absorção abaixo de 0.05% estabiliza em cerca de 10 µs.

Q4: Qual é o valor de ESR (Taxa de Separação de Emissões) que o banco de saída precisa?

Abaixo de 3.75 mΩ para um acionamento de 30 A mantido em 0.5%, de V_ripple = I_ripple × ESR + I_ripple / (8 × f_sw × C_out) com 4 A de corrente de ondulação e 15 mV de ondulação permitida. Componentes eletrolíticos com resistência entre 30 e 100 mΩ não conseguem atingir esse valor; um arranjo cerâmico atinge um valor combinado de 0.375 mΩ.

Q5: Como a sobreamostragem melhora a leitura?

A amostragem a dez vezes a taxa de comutação e a média de 16 pontos reduzem o ruído de fundo em quatro vezes e adicionam 12 dB de relação sinal-ruído, resultando em uma resolução efetiva de 18 bits. Com 30 A, isso corresponde a uma resolução de 0.19 mA, mas o ganho é desperdiçado a menos que o erro na cadeia de detecção esteja presente no alvo.

Q6: Quão estável deve ser o resistor de detecção ao longo de sua vida útil?

Dentro de 0.05% do erro total, enquanto a meta de regulamentação é de ±0.1%. Uma peça a 15 ppm/°C, mantida a uma elevação de 15 °C, apresenta uma deriva de 0.0225%, o que deixa margem para os demais termos. Dimensione-a em três vezes a potência dissipada para que a elevação permaneça dentro dessa faixa em toda a faixa de temperatura ambiente.

7. Referências

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11. Equipe de Engenharia de Aplicações HVC, Capacitor Cerâmico De Alta Tensão Recursos técnicos, https://www.hv-caps.com